221 222 223 224 225 226 227 228 229 230 231 232 233

Раздел 16 Импульсные источники питания

Пример проектирования инвертора «точной синусоиды»

Проектирование предварительного стабилизатора

На Рис. 10.3 изображена схема первичного преобразователя мощности.

Схема первичного преобразователя мощностиРис. 10.3. Схема первичного преобразователя мощности

На схеме показан только один модуль (контактная группа) строенного механического сетевого выключателя. Первый модуль подключает устройство к сети. Второй ключ отсоединяет батарею от выходной цепи, а третий отключает низковольтный отвод батареи. Входные дроссели и дифференциальные конденсаторы предназначены для повышения коэффициента мощности до максимально возможного значения при приемлемой стоимости. Недорогие дроссели неэффективны, когда речь идёт о снижении гармоник низшего порядка. В настоящее время в США требования к уровню входных гармоник не регламентированы, поэтому снижать его необязательно. Мы можем снизить гармоническую составляющую, уменьшив ёмкость входного накопительного конденсатора и увеличив напряжение пульсаций.

На Рис. 10.4 изображён регулятор входного напряжения, снижающий его до 50 В.

Стабилизатор, снижающий входное напряжение до 50 ВРис. 10.4. Стабилизатор, снижающий входное напряжение до 50 В

 Максимальное напряжение батареи без нагрузки равно 43.6 В. Напряжение 50 В даёт достаточный запас для того, чтобы обеспечить работу цепи заряда батареи. Удерживая входное напряжение низким, можно уменьшить рабочий диапазон схемы выходного преобразования мощности. Чем меньше разница между входным напряжением и напряжением без нагрузки, тем ниже потери при заряде батареи. Зарядное устройство батареи является стабилизатором рассеивающего типа, поэтому с ростом входного напряжения потери мощности увеличиваются. Установка максимального коэффициента заполнения для входного стабилизатора в 90% задаёт величину наименьшего входного напряжения равной 56 В, а максимальное входное напряжение 187 В обусловливает минимальный коэффициент заполнения 26%. Мы можем рассчитать ёмкость накопительного конденсатора, исходя из минимального входного переменного напряжения 108 В.

Для определения минимальной ёмкости входного накопительного конденсатора используем уравнение 3.1. Энергию удержания можно приблизительно получить, используя полное время одного полупериода (8.3 мс). Нам необходимо подавать и зарядный ток для полностью разряженной батареи (4 А), и выходной ток при полной нагрузке (7.5 А). Отсюда

575 Вт х 0.0083 с = 4.8 Дж.

С х VMAX2 = Энергия удержания + C x VMIN2;    (10.1)

С х 1522 = 4.8 + С х 562;    (10.2)

19968 С = 4.8,    (10.3)

поэтому

С = 240 мкФ.    (10.4)

Поиск конденсатора ёмкостью 240 мкФ, способного выдерживать ток пульсаций 4.5 А, не дал результата. Чтобы обеспечить требуемый ток пульсаций, следует использовать, например, конденсатор ECOS2DP182EX фирмы Panasonic ёмкостью 1800 мкФ и номинальным напряжением 200 В. Напряжение пульсаций в предварительном стабилизаторе будет очень маленьким, но подавление гармоник усложнится. Новый анализ показывает пульсации 13 В при низком входном напряжении 56 В с временем удержания 7.5 периодов. Диапазон коэффициента заполнения требуется всего лишь 26…50%, поэтому коррекция крутизны не нужна. Установка максимального коэффициента заполнения в 50% обеспечивает удержание до тех пор, пока входной конденсатор не разрядится до 100 В.

Далее для проектирования предварительного стабилизатора используем алгоритм «Основной метод проектирования», описанный ранее. Нам нужно выбрать управляющую ИС, которая сможет управлять драйвером верхнего МОП-ключа (верхнего плеча) двухтактного каскада. Управляющая ИС также должна иметь вход внешнего измерителя тока, поэтому мы используем трансформатор тока. Поиск микросхем понижающих преобразователей, позволяющих работать с входным напряжением 200 В, не дал результатов. Подавляющее большинство компонентов для понижающего преобразователя предназначены для работы в схемах «point-of-load» (непосредственно рядом с нагрузкой1) с внутренними ключами. При поиске же ИС, способных работать от сети, удалось найти лишь очень старые микросхемы, использование которых сопряжено с большими сложностями. С другой стороны, в рассматриваемой схеме можно применить управляющую ИС прямоходового или обратноходового преобразователя. Наиболее полно нашим требованиям (управление верхним плечом; вход измерителя тока, подходящий для трансформатора тока; внутренняя коррекция крутизны) удовлетворяет микросхема LTC1950.

Нам понадобится синхронизировать все цепи ШИМ с выходным сигналом, чтобы контролировать уровень электромагнитных помех. При этом электромагнитные помехи не обязательно снизятся, но, по крайней мере, их уровни будут неизменны во времени. Управляющая ИС имеет диапазон частот 100…500 кГц. Для генерации рабочей частоты мы используем кварцевый резонатор, поэтому следует позаботиться, чтобы нужная нам частота получалась удобным делением стандартной частоты резонатора. Частота 122880 Гц получается умножением 256 на 480 Гц, а частота 12.288 МГц является стандартной. Частота 491520 Гц получается умножением 1024 на 480 Гц, а частота 4.9152 МГц является стандартной. Таким образом, можно использовать любую из этих двух стандартных частот совместно со схемами деления частоты на 10 и на 2. Кварцевый резонатор 4.9152 даёт частоту коммутации 153 кГц, что несколько лучше, чем 122 кГц при резонаторе 12.288 МГц. Длительность периода при частоте 153 кГц составляет 6.54 мкс.

Диапазон коэффициента заполнения составляет всего лишь 2:1, поэтому можно использовать трансформаторное управление, но дешевле и проще применить ИС управления верхним плечом. Хорошо подойдёт микросхема IR2117. Эта микросхема может управлять пиковым током, не превышающим 250 мА, поэтому необходимо проверить, устроит ли нас время коммутации. Требуемый ток управления зависит от заряда затвора МОП-транзистора. Нам подходит транзистор IRFB17N20 благодаря его низкому сопротивлению в открытом состоянии и потому, что он самый дешёвый из 200-вольтовых МОП-транзисторов с низким rds. Он обладает зарядом затвора 30 нКл. Время коммутации составит 120 нс (30 нКл / 250 мА). Конденсатор ёмкостью 470 нФ обеспечит весь требующийся для повышающей цепи ток.

Токоизмерительный трансформатор можно специально спроектировать или можно взять стандартный тороид с одновитковой первичной обмоткой. По вторичной обмотке существенный ток не протекает, поэтому должно быть достаточно миниатюрного тороида (около 1 мГн). Сопротивление R7 должно быть достаточно большим, чтобы обеспечить достаточную величину вольт-секунд для сброса магнитной индукции в сердечнике. Сопротивление R8 нужно определить эмпирическим путём, так, чтобы получить требуемое напряжение при пиковом токе дросселя 7 А. Для начала подойдёт сопротивление 1.5 Ом. Резисторы обратной связи должны делить выходное напряжение 50.0 В до 1.23 В. Реальные значения выбираются произвольно. Выберем 4.64 кОм для R2, тогда сопротивление R1 должно равняться 187 кОм. Резисторный делитель на выводе выключения задаёт напряжение выключения равным 100 В.

Следующий шаг — подберём ток пульсаций и рассчитаем дроссель. Эта схема является каскадной системой, поэтому нужно удлинять переходную характеристику каскад за каскадом. Колебания тока нагрузки входного каскада будут меньше, чем колебания тока выходной нагрузки, поэтому зададим маленькую величину пульсаций в дросселе. Низкий ток пульсаций обеспечит длительное время отклика. Подходящее значение тока пульсаций — 500 мА. Для расчёта индуктивности дросселя используем уравнение дросселя:

L = V х dt / di = (187 В — 50 В) х (0.26×6.54 мкс) / 0.50 А = 466 мкГн.   (10.5)

В нашем опытном образце будут использоваться четыре дросселя индуктивностью по 390 мкГн (фирмы Miller из каталога Digi-Key), включенные последовательно-параллельно с целью получения индуктивности 400 мкГн при токе 11 А и 780 мкГн на малом токе. Ток пульсаций при полной нагрузке будет около 600 мА вместо желаемых 500 мА, а при малых нагрузках ток пульсаций будет 300 мА. Конденсатор EEUFC1J511 способен работать при токе пульсаций 690 мА и имеет ЕПС 0.178 Ом. Напряжение пульсаций составит порядка 70 мВ.

На роль коммутационного диода подойдёт HFA16TA60C. Средний ток при полной нагрузке будет равен 8.5 А, и нам потребуется максимальное обратное напряжение более 200 В, чтобы получить достаточный запас. Этот диод имеет максимальное обратное напряжение 600 В и средний номинальный ток 16 А. К диоду D2 при обратном смещении будет прикладываться почти полное входное напряжение 187 В, поэтому подойдёт 200-вольтовый FRED MURD620CT. Второй диод в сборке включается параллельно. К диоду D3 в процессе сброса магнитной индукции в сердечнике будут прикладываться короткие высоковольтные импульсы, поэтому подойдёт 60-вольтовый диод Шотки 10BQ060.

Вспомогательный источник питания для управляющей ИС нам не понадобится. Питание для «мгновенного включения» управляющей ИС обеспечивает аккумуляторная батарея. Одна батарея не обеспечивает достаточного напряжения для управления ключом при полной её разрядке, а две батареи выдают слишком большое напряжение, когда они полностью заряжены. Мы используем две батареи и понизим напряжение управления ИС. Мягкий запуск нам не понадобится, поскольку нагрузка будет питаться от батареи до тех пор, пока выходное напряжение не достигнет напряжения батареи.

1 Как правило, они используются уже на конечном этапе стабилизации и не предназначены для подключения непосредственно к сети, поэтому их рабочее напряжение невелико, во всяком случае гораздо ниже требующихся нам 200 В.

221 222 223 224 225 226 227 228 229 230 231 232 233