151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163

Раздел 16 Импульсные источники питания

Схемы без гальванической развязки

Схема мягкого запуска

В справочных данных на микросхему LT1765 приводится методика коррекции петли обратной связи. Рекомендуется задавать следующие начальные значения её компонентов: СC = 330 пФ, CF = 0, RC = 0. В ходе сборки схемы, эти значения корректируются с учётом вторичного влияния других компонентов и с учётом разводки печатной платы.

В справочных данных приводится также руководство по выбору сопротивлений RI и R2. Фирма Linear Technology рекомендует выбирать R2 равным 10 кОм для минимизации напряжения смещения, возникающего вследствие тока смещения входа обратной связи. Расчёт сопротивления R1 производится по следующей формуле:

R1 = R2 x (VOUT — 1.2) / (1.2 — (R2 x 0.25 мкА)) = 17.5 кОм

На Рис. 4.3 представлена типовая схема, обеспечивающая мягкий запуск с помощью внешних компонентов, подключённых к входу коррекции.

Схема мягкого запуска с использованием внешних компонентов, подключённых к входу коррекцииРис. 4.3. Схема мягкого запуска с использованием внешних компонентов, подключённых к входу коррекции

Эту схему можно применять для любого ШИМ-контроллера с управлением по току, который не имеет внутренней схемы мягкого запуска. Мягкий запуск производится путём ограничения скорости нарастания напряжения на входе коррекции. Схема фактически добавляет к конденсатору коррекции конденсатор мягкого запуска (CSS), чтобы создать сильно демпфированный отклик. Как только выходное напряжение достигнет заданного конечного значения, дополнительное демпфирование постепенно снижается, так что коррекцию будет осуществлять только конденсатор ёмкостью 330 пФ.

Падение напряжения на открытом диоде D1 (Рис. 4.1) составляет 0.4 В при токе 3 А. Все приведённые до сих пор формулы выведены с допущением, что падение напряжения на диоде так мало, что им можно пренебречь. Для схемы на Рис. 4.1 это допущение не работает. Пока входное напряжение достаточно стабильно, такая погрешность не повлияет на выходное напряжение и управление схемой будет осуществляться нормально. Однако, если входное напряжение изменяется в широком диапазоне, могут возникнуть проблемы со стабильностью работы контура управления. Чтобы добиться необходимой точности стабилизации, нужно учесть величину падения напряжения на диоде VD и добавить её к выходному напряжению в каждом уравнении, где V0 выступает в качестве напряжения на дросселе.

Коэффициент заполнения DC в этом случае равен

DC = (V0 + VD) / VIN,

поэтому DC = (3.3 + 0.4) / 5.0 = 0.74 вместо 0.66.

Это изменение коэффициента заполнения повлияет на значения напряжения и тока пульсаций и на индуктивность дросселя. Формула (4.3) даёт более точное значение индуктивности дросселя:

L = (VIN — Vo) x (Vo+ VD) / (ΔI x f x VIN).   (4.3)

Для схемы на Рис. 4.1 индуктивность дросселя изменится с 3.6 до 4.0 мкГн. Средний ток выходного диода можно найти из уравнения:

IAVG = IOUT x (1 — DC).

Рассеивание мощности на диоде при полной нагрузке для схемы на Рис. 4.1 равно (2.5 х (1 — 0.74) х 0.4) = 0.26 Вт. Необходимо также рассчитать потери в транзисторном ключе микросхемы. Напряжение насыщения в худшем случае составляет 0.43 В. Средний ток ключа равен

IAVG = IOUT х DC.

Мощность ключа для схемы на Рис. 4.1 равна (2.5 х 0.74 х 0.43) = 0.80 Вт. В действительности рассеиваемая ключом мощность будет несколько выше вследствие того, что импульсы не прямоугольные, а их фронты имеют некоторый наклон. В справочных данных эта дополнительная мощность рассеяния определяется как:

17 нc х IOUT х VIN х f.

Таким образом, общие потери в ключе составят 0.80 Вт + 0.27 Вт = 1.1 Вт. Вольтодобавочная цепь также рассеивает мощность. Для неё в справочных данных приводится следующая формула:

PBoost = (VO2 x (VOUT / 50) / VIN) = 0.1 Вт.

Когда ключ открыт, вольтодобавочная цепь потребляет ток 70 мА, поэтому мощность равна (0.07 х 0.74) х 0.3 В = 0.01 Вт. Этой мощностью можно пренебречь.

Общая рассеиваемая мощность в худшем случае равна 1.46 Вт. Для данной схемы это означает, что её КПД составляет 86%.

Если мы ещё раз проведём анализ для входного напряжения 12.0 В, то увидим, что на выходном диоде рассеивается более значительная доля мощности.

DC= (3.3 + 0.4) / 12 = 0.31;

PSWITCH = (2.5 х 0.31 х 0.43) + (17 нc х 2.5 х 12×1.25 МГц) = 0.97 Вт;

PBOOST = (V02 х (IOUT / 50) / VIN) = 0.05 Вт;

PDIODE = (2.5 x (1 — 0.31) x 0.4) = 0.69 Вт.

Общая рассеиваемая мощность в худшем случае равна 1.71 Вт. Производительность упала всего лишь на 2% (до 84%), потому что общие потери в ключе снизились благодаря меньшему коэффициенту заполнения. Оба значения КПД рассчитаны для худшего случая и будут лучше при типовых характеристиках микросхемы, которые приведены в справочных данных. К тому же напряжение насыщения биполярного транзистора снижается с ростом температуры, которого вполне можно ожидать при полной выходной мощности.

151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163