153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165

Раздел 16 Импульсные источники питания

Схемы без гальванической развязки

Схемы повышающих преобразователей

На Рис. 4.5 изображён повышающий преобразователь на основе ШИМ-контроллера с управлением по току LT1680.

Повышающий преобразователь на основе ШИМ-контроллера с управлением по току LT1680Рис. 4.5. Повышающий преобразователь на основе ШИМ-контроллера с управлением по току LT1680

Этот контроллер предназначен для мощных источников питания с внешними n-канальными МОП-ключами. Он обладает следующими характеристиками:

• регулируемая частота следования импульсов;

• возможность выбирать максимальный коэффициент заполнения ШИМ;

• большой ток управления ключом;

• мягкий запуск;

• диапазон синфазных напряжений токоизмерительного усилителя составляет 60 В.

В справочных данных для этой микросхемы имеются рекомендации по выбору всех её параметров и внешних компонентов. В первую очередь необходимо выбрать рабочую частоту и предельное значение коэффициента заполнения. В нашей типовой схеме используются частота 100 кГц и максимальный коэффициент заполнения 90%.

В повышающих преобразователях невозможно реализовать защиту выхода от короткого замыкания с помощью управляющей ИС и схемы ШИМ. Ток от первичного источника питания может протекать к выходу через диод, минуя ключ, поэтому контроллер не может прервать этот ток. Единственное, что можно сделать в этом случае, — поставить линейный ограничитель тока на выходе либо на входе источника питания. Если техническое задание по проектированию схемы включает ограничение тока короткого замыкания, то в таком случае лучше выбрать схему с трансформаторной развязкой.

Индуктивность дросселя, сопротивление измерителя тока, выбор МОП-транзистора и выходного конденсатора зависят от того, какой режим работы будет использован: непрерывный или прерывистый. Прерывистый режим работы не позволит задействовать имеющуюся в микросхеме LT1680 функцию ограничения среднего тока. Зато в этом режиме можно использовать дроссель с меньшей индуктивностью, чем в случае выбора непрерывного режима работы.

Прерывистый режим реализует более быструю переходную характеристику. Это особенно важно в случае резкого снижения выходного тока. Так как ток дросселя падает до нуля во время каждого периода рабочей частоты, то внезапное снижение потребляемого нагрузкой тока можно скорректировать уже в следующем периоде путём уменьшения коэффициента заполнения. Этот приём называется «сброс нагрузки». Поскольку тока дросселя недостаточно для того, чтобы компенсировать резкое снижение тока нагрузки, необходимо израсходовать накопленную в течение последнего импульса энергию конденсатора. На резкое же возрастание выходного тока схема быстро среагирует увеличением коэффициента заполнения и пикового тока. Ещё одним преимуществом прерывистого режима является то, что в нём схема не подвержена субгармоническим колебаниям и не требует коррекции крутизны нарастания выходного сигнала. Так как при отпирании ключа ток в дросселе и напряжение в точке коммутации равны нулю, мощность на коммутацию не потребляется. Отпирание ключа при нулевом токе — наилучший вариант с точки зрения минимизации потерь при коммутации.

Недостатком прерывистого режима работы следует считать очень высокие пиковый ток дросселя, пиковый ток коммутации и ток пульсаций. Высокий ток пульсаций означает использование выходного конденсатора большой ёмкости с малым ЭПС. Ключ работает при очень большом отношении пикового тока к среднему, поэтому должен обладать большим номинальным пиковым током. Общая выходная мощность ограничивается пиковым током дросселя, а пиковый ток дросселя ограничивается характеристикой его насыщения. Когда дроссель насыщается, он больше не может накапливать энергию. Ток дросселя перестаёт управляться приложенным напряжением, поэтому ток в ключе очень быстро возрастает. При этом велика вероятность выхода ключа из строя. В прерывистом режиме напряжение пульсаций на выходе преобразователя зависит от тока нагрузки. Чем больше выходной ток, тем выше пульсации напряжения.

Непрерывный режим работы имеет преимущества по следующим параметрам: ток пульсаций, пиковый ток дросселя, пиковый ток ключа и максимальная выходная мощность. Но вот сброс нагрузки при внезапном снижении выходного тока представляет большую проблему, потому что вся энергия, накопленная дросселем, обязательно должна быть передана в нагрузку. Вследствие этого выходное напряжение может резко вырасти, даже несмотря на то, что в течение нескольких периодов рабочей частоты ключ оказывается разомкнут. Медленная переходная характеристика в непрерывном режиме работы означает необходимость реализации мягкого запуска, иначе вероятность перенапряжения на выходе оказывается очень большой. По существу мягкий запуск реализует очень медленную переходную характеристику в начальный момент в сочетании с быстрой переходной характеристикой при нормальном режиме работы. Низкий ток пульсаций в непрерывном режиме позволяет использовать выходные конденсаторы с меньшей ёмкостью и более высоким ЭПС. Напряжение пульсаций в непрерывном режиме работы не изменяется.

Используемый в непрерывном режиме работы ключ должен обладать большей номинальной мощностью, так как он замыкается . е. ключевой транзистор открывается) при полном выходном напряжении и полном токе дросселя. Это наихудший случай с точки зрения минимизации потерь мощности в ключе. Непрерывный режим работы при коэффициенте заполнения более 50% требует использовать схему коррекции крутизны нарастания сигнала. Такая коррекция требует также, чтобы индуктивность дросселя была минимальной. Выбор большей величины индуктивности позволяет увеличить выходную мощность, но ценой ухудшения переходной характеристики.

В схеме на Рис. 4.5 реализован непрерывный режим работы, так как источник питания предназначен для использования в системах телекоммуникаций с напряжением 48 В и относительно постоянной выходной мощностью. Снова выберем ток пульсаций, равный 10% полного тока дросселя. В понижающем преобразователе пиковый ток дросселя был равен сумме выходного тока и половинного тока пульсаций. Для повышающего преобразователя это не так. С учётом того что энергия, накопленная в дросселе в период, пока ключ замкнут, должна быть равна энергии, отдаваемой в нагрузку:

VIN х IL-AVG x DC = (VOUT — VIN) x IOUT;    (4.4)

DC = (VOUT — VIN) / VOUT.

Выполнив перестановку, получим средний ток дросселя:

IL-AVG = (VOUT x IOUT) / VIN

Подстановка значений при максимальной нагрузке даёт

 IL-AVG = (5.2 х 48.0) / 12 = 20.8 А.

Пиковый ток дросселя ILIMIT будет равен 20.8 А + ½ тока пульсаций = 20.8 + 2.1 = 22.9 А.

Теперь мы готовы определить сопротивление токоизмерительного резистора. Из справочных данных находим, что:

RИЗМ. = 120 мВ / ILIMIT, поэтому RИЗМ. = 0.12 / 22.9 = 0.005 Ом.

Обратите внимание, что токоизмерительный резистор (RИЗМ.) включается между дросселем и первичным источником питания. Его можно было бы включить между дросселем и ключом, но в таком случае сложнее рассчитать параметры токоизмерительного усилителя. Если RИЗМ. расположен на входе источника питания, синфазное напряжение на входе усилителя измерителя тока стабильно и близко к напряжению источника питания. Если же RИЗМ. расположен со стороны ключа, оно изменяется каждый период от нуля до полного выходного напряжения. Дополнительное переменное напряжение помех, вызванное неполным подавлением синфазного сигнала, может нарушить корректную работу усилителя измерителя тока.

Чтобы получить уравнение для повышающего преобразователя, подобное уравнению (4.1), можно использовать уравнение дросселя:

L = VIN x (VOUT — VIN) / (ΔI x ƒ x VOUT).    (4.5)

Подставив значения, указанные на Рис. 4.5, получим

L = 12.0 х (48.0 — 12.0) / (2.8 х 100 кГц х 48.0) = 32 мкГн.

Теперь следует выбрать ключевой транзистор. При работе схемы на частоте 100 кГц единственным приемлемым вариантом является МОП-транзистор. Напряжение пробоя должно быть с некоторым запасом выше выходного напряжения, чтобы гарантировать надежную работу ключа. Транзистор серии IRFZ44V имеет минимальное напряжение пробоя 60 В, что даёт запас 25%. Необходимо также убедиться, что выбранный транзистор удовлетворяет требованиям по току и рассеиваемой мощности. Пиковый ток в нашей схеме равен 22.9 А, а максимально допустимый ток выбранного нами транзистора составляет 39 А (при 100°С), что вполне подходит. Теперь определим рассеиваемую мощность транзистора. В худшем случае коэффициент заполнения ШИМ составляет 90%, а максимальный ток равен 22.9 А. Сопротивление открытого транзистора равно 0.0165 Ом, поэтому максимальная рассеиваемая на нём мощность равна 22.9 А х х 22.9 А х 0.0165 Ом, т. е. 8.7 Вт. В справочных данных на микросхему LT1680 указано, что максимальное время нарастания и спада импульсов составляет 50 нc при ёмкости транзистора IRFZ44V 1800 пФ. Коммутационные потери, таким образом, равны

50 нc х IРК х VOUT х ƒ = 50 нc х 22.9×48 В х 100 кГц = 5.5 Вт.

Суммарная рассеиваемая мощность ключа составляет 14.2 Вт и находится в пределах номинальной мощности выбранного нами транзистора с соответствующим теплоотводом.

Пиковый ток диода равен пиковому току дросселя, поэтому нам нужен будет диод с пиковым номинальным током 23 А и напряжением пробоя не менее выходного напряжения. Коэффициент заполнения тока диода намного меньше коэффициента заполнения в ключе, поэтому средняя мощность много меньше пиковой мощности. Сдвоенный диод Шотки MBR20100CT обеспечивает более чем достаточный запас по характеристикам, обладая напряжением пробоя 100 В, максимально допустимым прямым током 20 А и падением напряжения в прямом направлении 0.9 В. Максимальная мощность рассеивается в течение короткого времени сброса в нагрузку, когда непрерывно течёт пиковый ток дросселя. Рассеиваемая мощность равна 0.9 В х 22.9 А, т. е. 20.6 Вт. Коэффициент заполнения тока диода составляет 25%, что даёт среднюю мощность 5.1 Вт. При такой мощности для диода потребуется радиатор.

Проблемы, возникающие с минимизацией помех на входе и выходе повышающего преобразователя, прямо противоположны аналогичным проблемам для случая понижающего преобразователя. Входной ток в повышающем преобразователе постоянен (при непрерывном режиме работы), ток пульсаций равен току пульсаций в дросселе. Это существенно упрощает реализацию помехоподавляющего фильтра. Расчёт фильтра упрощает также и то, что форма сигнала треугольная, а не прямоугольная. Мы можем аппроксимировать среднеквадратический ток пульсаций значением 0.707 х (пиковый ток пульсаций / 2). Такая аппроксимация не совсем точна, но, поскольку нам всё равно нужно предусмотреть определённый запас по току, небольшая ошибка не будет иметь значения.

Ток выходного конденсатора имеет фактически пилообразную форму с пиковым значением, равным пиковому току дросселя. ЭПС выходного конденсатора велико вследствие высокого тока пульсаций. Среднеквадратический ток пульсаций можно определить из следующего уравнения:

IRMS = IPK (DC — DC2).    (4.6)

Как и при расчёте понижающего преобразователя, отнесём одну треть напряжения пульсаций на ёмкостное сопротивление выходного конденсатора, а две трети — на его ЭПС. Аналогично, чтобы удовлетворить требованиям к величинам пульсаций напряжения и рассеяния энергии в конденсаторе, нам, возможно, потребуется увеличить ёмкость конденсатора вследствие его большого ЭПС.

Схема повышающего преобразователя не приспособлена для синхронного выпрямления. Его тем не менее можно реализовать, но с использованием дискретных компонентов (автору данной книги известна лишь одна серия интегральных микросхем повышающего преобразователя, в которых используется синхронное выпрямление). Поэтому в повышающих преобразователях в качестве выпрямителя используется диод, что снижает максимально возможную производительность схемы. При коэффициенте заполнения около 50% рассеивание мощности в диоде намного больше, чем в транзисторном ключе. КПД такой схемы составляет примерно 89%.

153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165