172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184

Раздел 16 Импульсные источники питания

Схемы с трансформаторной развязкой

Пример обратноходовой схемы без гальванической развязки

Следующий пример демонстрирует преимущества обратноходовой схемы без гальванической развязки в случае её применения в автомобилях. Диапазон напряжений в автомобильной системе — от 11.5 В при разряженном аккумуляторе и выключенном зажигании до 15.0 В в начальной фазе заряда полностью разряженного аккумулятора, а некоторые системы предназначены для работы с номинальным напряжением 13.6 В ±0.5 В (для полностью заряженного аккумулятора). В данном примере реализован источник питания с выходным напряжением 13.6 В при токе 10 А. Стабильность выходного напряжения составляет 400 мВ, а его пульсации — 300 мВ. Рассматриваемая схема изображена на Рис. 5.14.

Обратноходовой источник питания на ИС LT1680

 

 

 

 

 

 

Рис. 5.14. Обратноходовой источник питания на ИС LT1680

Подходящим выбором для управляющей ИС является LT1680. Эта микросхема предназначена для применения в мощных повышающих преобразователях DC/DC с использованием внешнего МОП-ключа. Она предоставляет все необходимые функции ШИМ с управлением по току и работает непосредственно от первичного источника питания.

Наиболее подходящая частота коммутации — 167 кГц, а длительность её периода равна 6.0 мкс. Максимальная рабочая частота микросхемы LT1680 составляет 200 кГц, но при такой частоте возможно проявление нежелательных эффектов, с которыми будет тяжело справиться. Выбранная же нами частота достаточно низка для того, чтобы можно было контролировать влияние паразитных эффектов при высоком уровне мощности. Кроме того, предназначенные для работы как раз в этом частотном диапазоне сердечники дросселя можно купить по приемлемой цене.

Для рассматриваемой схемы лучше выбрать непрерывный режим работы. Выходной ток приблизительно равен входному току, так как диапазон изменения входного напряжения составляет +10 / —20% от выходного напряжения. В непрерывном режиме пиковый ток лишь немного выше удвоенного выходного тока. Если задать величину входного напряжения, при котором коэффициент заполнения составляет 50%, равной 10.5 В, то даже при падении входного напряжения до 11.0 В схема будет иметь достаточный запас для того, чтобы сохранять стабильность, а коэффициент заполнения при наименьшем входном напряжении составит ориентировочно около 40%. Таким образом, отпадает потребность в схеме коррекции крутизны. При выборе сопротивления времязадающего резистора используем приведённый в справочных данных на микросхему график, исходя из требуемого значения максимального коэффициента заполнения. В тех же справочных данных имеется ещё один график, на основании которого величина ёмкости времязадающего конденсатора составляет 2.2 нФ на частоте 167 кГц при сопротивлении времязадающего резистора 3 кОм.

В качестве выходного выпрямителя сначала выберем 60-ти вольтовый диод Шотки. Соотношение числа витков первичной и вторичной обмоток дросселя должно быть близко к 1:1 и не должно превышать 1:2. Диод IRF 30CPQ060 имеет максимальное обратное напряжение 60 В и средний ток 30 А. Он представляет собой сборку из двух диодов. Пиковый прямой ток составляет примерно 20 А, поэтому этот диод удовлетворяет нашим требованиям. Каждый диод пропускает половину общего тока, поэтому прямое падение напряжения составит 0.55 В. Максимальная выходная мощность будет равна

13.6 В х 10.0 А + 0.55 В х 10.0 А = 141.5 Вт.

Максимальному току ключа соответствует входное напряжение 11.0 В, а максимальному напряжению на ключе — 15.0 В. Практика показывает, что следует брать для расчёта напряжения на ключе удвоенное значение наибольшего входного напряжения. Ещё одно эмпирическое правило состоит в том, чтобы считать ток ключа равным удвоенному значению среднего тока плюс ток пульсаций. Возьмём ток пульсаций, равный 30% от среднего тока, чтобы получить подходящую динамическую характеристику. Такой низкий коэффициент пульсаций позволяет также увеличить допустимую величину ЭПС выходного конденсатора. Средний входной ток будет определим как:

(1 / DC) x (Мощность нагрузки / Входное напряжение) = (1 / 0.4) х (141.5 Вт / 11.0 В) = 32.2 А

Пиковый первичный ток будет равен 32.2 х 1.15 = 37.0 А (входной ток, умноженный на коэффициент пульсаций). Ток пульсаций составит 32.2 х 0.3 = 9.66 А. МОП-транзистор IRFZ44V хорошо подойдёт и для этой схемы. Он имеет следующие параметры: напряжение пробоя VDSS = 60 В и пиковый ток ID = 55 А.

Теперь можно приступать к расчёту индуктивности первичной обмотки. Её величина определяется требуемыми значениями тока пульсаций, коэффициента заполнения и входного напряжения. Как обычно, выполним перестановку в уравнении дросселя:

L = V x dt / dI = 11.0 x 0.4 x 6 мкс / 9.66 А = 2.7 мкГн.

Вернёмся к формуле для обратноходовой схемы, работающей в непрерывном режиме:

VOUT = VIN x N x DC / (1 — DC).

Соотношение числа витков (вторичной обмотки к первичной) можно определить, исходя из наших первоначальных предположений:

N = VOUT x (1 -DC) / (VIN x DC) = (13.6 + 0.55) x (1 — 0.4) / (11.0×0.4) = 1.93.

Напряжение на ключе в наихудшем случае равно наибольшему входному напряжению плюс «отражённое» в первичную обмотку дросселя вторичное напряжение:

15.0 + (14.15 х (1 / 1.93)) = 22.3 В.

Ключ имеет более чем достаточный запас по напряжению, так что ограничительная цепь для его защиты, вероятно, не понадобится. Рассеиваемая ключом мощность в худшем случае равна квадрату пикового тока, умноженному на сопротивление открытого ключа и коэффициент заполнения:

(37 А х 37 А) х 0.016 Ом х 0.4 = 8.8 Вт.

На практике рассеиваемая мощность будет немного выше. Напряжение на выпрямителе в худшем случае равно наибольшему входному напряжению, умноженному на соотношение числа витков:

15.0 В х 1.93 = 29.0 В.

Средний ток диода при разомкнутом ключе равен выходному току, делённому на (1 — DC):

10 А / 0.6 = 16.7 А.

Пиковый выходной ток равен пиковому входному току, умноженному на соотношение числа витков:

37.0 А х (1 / 1.93) = 19.2 А.

Эти расчёты показывают, что наш выбор полупроводниковых компонентов оказался удачным.

Переходя к расчёту выходного конденсатора, вновь отнесём 67% напряжения пульсаций на его ЭПС, поэтому:

ЭПС = 200 мВ / 19.2 А = 10.4 мОм;

XC = 100 мВ / 19.2 А = 5.2 мОм;

С = 1 / (2 х п х 167 кГц х 5.2 мОм) = 180 мкФ.

Как и в предыдущей схеме, для того, чтобы удовлетворить требованиям к величинам ЭПС и тока пульсаций, нам потребуется несколько керамических или алюминиевых конденсаторов. Вполне подойдут те же конденсаторы, что были использованы в предыдущем примере (если взять их в достаточном количестве). Самое главное, что требуется от конденсаторов — они должны выдерживать заданный ток пульсаций. Семь параллельно включённых керамических конденсаторов типа MLC с номиналами 4.7 мкФ / 16 В обладают ЭПС всего лишь 1.3 Ом, поэтому их суммарной ёмкости в 33 мкФ более чем достаточно для получения требуемых пульсаций выходного напряжения. Использование большого количества параллельно включённых конденсаторов может создать проблемы с электромагнитной совместимостью (ЭМС) и привести к росту пульсаций, если мы не обратим особое внимание на правильность разводки печатной платы. Все соединения конденсаторов должны быть выполнены очень широкими проводниками с минимальными зазорами между ними. Тем самым снизится индуктивность дорожек и минимизируется площадь паразитных контуров.

Для управляющей ИС LT1680 сопротивление токоизмерительного резистора рассчитывается, исходя из величины среднего тока ключа, а не его пикового значения:

R2 = 120 мВ / IAVG = 0.12 В / 32.2 А = 3.7 мОм.

Уровень ограничения среднего тока преобразователя задаётся комбинацией токоизмерительного резистора и токоограничивающего интегрирующего конденсатора. В справочных данных на микросхему LT1680 рекомендуется установить ёмкость этого конденсатора равной 220 пФ.

Выходное напряжение преобразователя определяется по формуле:

VOUT = (1 + R3 / R4) x 1.25 В.

Произведя необходимые вычисления, получаем соотношение сопротивлений резисторов 9.88:1.

Зададим время мягкого запуска 100 мс и используем формулу из справочных данных:

CSS = 0.1 с / 150000 = 670 нФ.

Значения компонентов схемы коррекции крутизны для начала возьмём из справочных данных и будем изменять их, исходя из практических результатов. При максимальном коэффициенте заполнения ниже 50% коррекция не нужна.

Поскольку работа данной схемы характеризуется наличием больших импульсов тока на входе, для поддержания заданного напряжения питания управляющей ИС требуется использовать фильтрующие конденсаторы с очень малым ЭПС. Выбирая соответствующие входные конденсаторы, равно как и выходные, можно добиться достаточно низкой величины пульсаций. В случае, если импульсы входного тока очень велики, имеет смысл использовать прямоходовую схему преобразователя.

172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184