176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188

Раздел 16 Импульсные источники питания

Схемы с трансформаторной развязкой

Пример прямоходового преобразователя без гальванической развязки

Уровни тока в схеме обратноходового источника питания для автомобилей были довольно высокими. Входной ток имеет форму коротких импульсов большой амплитуды. Эти импульсы проникают и на выход источника питания. Использование прямоходового преобразователя позволяет снизить уровень как выходных, так и входных пульсаций. Для этого достаточно задать коэффициент заполнения более 50%. Очередная наша схема, изображённая на Рис. 5.17, служит примером реализации такого источника питания.

Прямоходовой преобразователь без гальванической развязки 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 5.17. Прямоходовой преобразователь без гальванической развязки

Коэффициент заполнения в автономном прямоходовом преобразователе ограничен значением 50%, чтобы обратное напряжение, требуемое для сброса магнитной индукции в трансформаторе, не превысило напряжение пробоя ключа. При коэффициенте заполнения 50% обратное напряжение может быть равно входному напряжению. В нашем автомобильном источнике питания выгоднее использовать высоковольтный ключ. Высокое обратное напряжение позволит сбрасывать магнитную индукцию в трансформаторе за короткий период времени.

Начнём с тех же требований, какие предъявлялись к обратноходовому преобразователю, и используем ту же управляющую ИС. Выберем ту же самую рабочую частоту 167 кГц, т. е. длительность периода равна 6 мкс.

Зададим максимальный коэффициент заполнения 75% при входном напряжении 11.0 В. В справочных данных на микросхему LT1680 указывается, что величина максимального коэффициента заполнения может варьироваться от микросхемы к микросхеме, и если мы задаём его номинальное значение 75%, то с учётом разброса оно будет находиться в диапазоне 70…78%. В наших расчётах необходимо для худшего случая принимать коэффициент заполнения равным 80%. Суммарный поток магнитной индукции в трансформаторе (его значение измеряется в вольт-секундах) при замкнутом ключе должен быть равен его величине при разомкнутом ключе1. Отношение времени открытого состояния ключа к времени закрытого состояния составляет 80:20, поэтому обратное напряжение на первичной обмотке трансформатора при закрытом ключе будет в 4 раза больше входного напряжения. Этим определяется соотношение числа витков для ограничительной обмотки — 4:1. Номинальное напряжение ключа должно быть как минимум в 5 раз больше самого высокого входного напряжения (4х — на ограничение и ещё 1х — на входное напряжение). То есть его минимальное значение равно 15.0 В х 5 = 75 В. На сайте фирмы International Rectifier можно найти МОП-транзисторы с номинальным напряжением 100 или 150 В. Наверное, будет правильнее выбрать компонент с номиналом 150 В, чтобы обеспечить запас на случай больших выбросов входного напряжения. Транзистор IRF3415 в корпусе ТО-220 имеет параметры VDSS = 150 В, RON = 42 мОм и IDSS = 43 А. Существует близкий к нему по параметрам и более дешёвый транзистор IRF3315, но его IDSS составляет всего лишь 15 А при 100°С.

Для выходного выпрямителя первоначально следует выбрать 150-вольтовый диод Шотки. Отношение числа витков первичной обмотки к вторичной должно быть очень близко к 1.5:1, так как нашей целью является снижение входных и выходных пульсаций. Однако мы рассчитали, что обратное напряжение при сбросе магнитной индукции в трансформаторе вчетверо превышает входное напряжение. Значит, обратное напряжение на диодах будет в 4 раза больше входного напряжения, умноженного на соотношение числа витков. При этом потребуется диод с максимальным обратным напряжением не ниже 90 В. Выбор этого значения равным 150 В позволит нам обеспечить запас по соотношению числа витков трансформатора вплоть до 2.25:1.

Используем сдвоенный диод IRF 30CPQ160 номиналом 150 В / 30 А, подобный тому, что мы использовали в примере обратноходового преобразователя. Выберем пиковый выходной ток 11 А и ток пульсаций 2 А. Каждый из диодов будет пропускать только часть суммарного тока, поэтому среднее прямое падение напряжения на диоде за период частоты коммутации будет равно 0.75 В. Максимальная выходная мощность составит 13.6 В х 10.0 А + 0.75 В х 10.0 А = 143.5 Вт.
Для определения требуемого входного напряжения используем переработанный вариант уравнения понижающего преобразователя:

VIN = (VOUT + VDIODE) / DC = 14.35 В / 0.75 = 19.1 В.

Это — напряжение, которое должно присутствовать на вторичной обмотке при наименьшем входном напряжении. Отсюда соотношение числа витков трансформатора равно

N = 19.1 В / 11.0 В = 1.74.

Проверим коэффициент заполнения при наибольшем входном напряжении. Входное напряжение будет равно

15 В х 1.74 = 26.1 В.

Следовательно, коэффициент заполнения при высоком входном напряжении будет составлять 14.4 / 26.1 = 55%. Источнику питания потребуется коррекция крутизны во всём рабочем диапазоне. Высокое входное напряжение 15.0 В, умноженное на соотношение числа витков (4:1 х 1.74:1), даёт обратное напряжение 104 В. Полученное значение подтверждает правильность выбора диода.

Индуктивность дросселя выходного фильтра определяется, исходя из тока пульсаций, приложенного напряжения и коэффициента заполнения. Приложенное напряжение равно напряжению на вторичной обмотке трансформатора за вычетом падения на диоде. Применим уравнение дросселя:

L = V x dt / dI = (18.4 — 13.6) x 0.75×6 мкс / 2.0 А = 10.8 мкГн.

Ёмкость выходного конденсатора определяется требованиями к величине напряжения пульсаций. Мы хотим получить пульсации 300 мВ и ток пульсаций 2.0 А. Выберем ЭПС и ёмкость конденсатора, используя правило «одной трети и двух третей»:


ЭПС = 200 мВ / 2.0 А = 100 мОм.

Ёмкостное сопротивление и ёмкость конденсатора равны:

XC = 100 мВ / 2.0 А = 50 мОм;

С = 1 / (2 х п х 167 кГц х 50 мОм) = 19 мкФ.

Требованиям к току пульсаций и ЭПС удовлетворяет один-единственный полимерный электролитический конденсатор серии WA фирмы Panasonic номиналами 82 мкФ / 16 В. Этот конденсатор имеет ЭПС, равное 39 мОм, работает с номинальным током пульсаций 2.5 А и выполнен в корпусе для поверхностного монтажа. При треугольной форме тока среднеквадратический ток пульсаций приблизительно равен половине пикового значения тока пульсаций, поэтому в нашем случае ток выходных пульсаций равен примерно 1 А.

Средний входной ток рассчитывается как

141 Вт / 11.0 В = 12.8 А.

Входной ток представляет собой почти прямоугольные импульсы амплитудой

12.8 А / 0.75 = 17 А.

Среднеквадратический ток равен

IRMS = IIN x (DC- DC2)1/2 = 12.8 x (0.75 — 0.56)1/2 = 5.6 A.

Для входного фильтра прекрасно подойдут два полимерных электролитических конденсатора серии WA фирмы Panasonic номиналом 150 мкФ / 20В. Этот конденсатор имеет ЭПС, равное 26 мОм, выдерживает номинальный ток пульсаций 3.7 А и выполнен в корпусе для поверхностного монтажа. Обратите внимание, что ситуация с пульсациями сильно отличается лучшую сторону) от обратноходовой схемы, где входные среднеквадратические пульсации были равны 9 А, а выходные пульсации — 4.8 А. С переходом от обратноходовой схемы к прямоходовому преобразователю нам потребуется меньшее количество фильтрующих конденсаторов и к тому же более дешёвых.

Для выбранной нами управляющей ИС сопротивление токоизмерительного резистора определяется средним током, а не пиковым. Его расчёт следует производить по формуле из справочных данных на микросхему:

R1 = 120 мВ / IAVG = 0.12 В / 12.8 А = 9.4 мОм.

Уровень ограничения среднего тока задаётся комбинацией токоизмерительного резистора и токоограничивающего интегрирующего конденсатора. Рекомендуемая в справочных данных ёмкость этого конденсатора — 220 пФ.
Расчёт выходного напряжения и цепи мягкого запуска производится таким же образом, как и для обратноходовой схемы.
Нам нужно ограничить максимальный коэффициент заполнения значением 75%, поэтому по графику в справочных данных на микросхему выбираем сопротивление времязадающего резистора 5 кОм. По другому графику определяем, что рабочей частоте 167 кГц при таком сопротивлении времязадающего резистора соответствует конденсатор ёмкостью 1.5 нФ. Для всех контроллеров с управлением по току при коэффициенте заполнения более 50% требуется коррекция крутизны. В микросхеме LT1680 есть внутренняя цепь коррекции, которая должна подойти для нашего источника питания.

1 Это условие того, чтобы энергия, накопленная в сердечнике трансформатора во время протекания тока первичной обмотки (ключ замкнут), полностью передавалась в нагрузку при протекании тока вторичной обмотки (ключ разомкнут).

176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188