171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183

Раздел 16 Импульсные источники питания

Схемы с трансформаторной развязкой

Пример сетевого обратноходового источника питания

Наш первый практический пример — универсальный первичный обратноходовой источник питания 12.0 В / 1 А. Он должен обеспечивать стабилизацию ±200 мВ с пульсациями не более 100 мВ. Такой источник питания типичен для большого количества аппаратуры, предназначенной для работы от сети с напряжением 100...240 В. Весь импульсный источник питания и штепсельная вилка размещаются в одном пластиковом корпусе, который раза в четыре больше стандартной американской двухштырьковой штепсельной вилки. Его схема изображена на Рис. 5.13.

12-вольтовый обратноходовой источник питания с гальванической развязкой на микросхеме МАХ5052Рис. 5.13. 12-вольтовый обратноходовой источник питания с гальванической развязкой на микросхеме МАХ5052

Первым делом я пробежим по сайтам фирм Maxim, TI и Linear Technology, чтобы посмотреть, какие контроллеры можно найти по ключевому слову «обратноходовой» («flyback»). Поиск дал файл Maxim_NPP_PWM_Products.pdf. В нём описание микросхемы МАХ5052, идеально подходящей для проектируемой нами схемы. Эта ИС предназначена для работы с малой и средней мощностью в универсальном первичном источнике питания. Главным её достоинством является очень большой гистерезис цепи блокировки при пониженном напряжении. В худшем случае гистерезис составляет 9.25 В, а типовое значение составляет 11.86 В. Большая разница между уровнями включения и выключения позволяет нам использовать для запускающего источника питания ИС накопительный конденсатор меньшей ёмкости и резистор меньшей мощности. Эта ИС имеет фиксированную частоту коммутации 262 кГц, которая должна подойти для нашей схемы. Период частоты коммутации равен 3.82 мкс.

Наверное, будет лучше выбрать прерывистый режим работы, так как мы намереваемся упростить разработку. Есть два варианта выбора максимального коэффициента заполнения: МАХ5052А имеет максимальный коэффициент заполнения 50%, а МАХ5052В — 75%. Для начала ограничимся значением 50%.

Напряжение, прикладываемое к основному выходному выпрямителю и выпрямителю источника смещения, близко к удвоенному выходному напряжению плюс прямое падение напряжения на диоде. Основное выходное напряжение составляет всего лишь 12.0 В, поэтому максимальное обратное напряжение основного выпрямителя может быть порядка 40 В. Это позволяет использовать диод Шотки, который обеспечит минимальное рассеивание мощности. Отношение пикового тока к среднему при прерывистом режиме работы довольно велико, по-этому пиковый ток выпрямителя может быть порядка 10 А. Диод Шотки IRF 30BQ040 имеет максимальное обратное напряжение 40 В и средний прямой ток 3.0 А. График зависимости прямого падения напряжения на диоде от тока показывает, что падение напряжения изменяется от 0.8 В при токе 10 А до всего лишь 0.25 В при 100 мА, что создаёт определённые сложности с обеспечением требуемого уровня стабильности выходного напряжения.

Существует два пути для улучшения стабилизации выходного напряжения. Первый путь — подобрать диод с меньшим падением напряжения при больших токах; второй путь — изменить режим на непрерывный, чтобы снизить пиковый выходной ток. Проведя поиск на сайте фирмы IRF, обнаруживаем, что у сдвоенного диода 6CWQ03FN прямое падение напряжения меньше зависит от тока. К тому же через каждый из двух диодов течёт только половина общего тока. Этот элемент имеет более чем подходящие параметры: 3.5 А на каждый диод и максимальное обратное напряжение 30 В. К тому же он производится в малогабаритном корпусе, предназначенном для поверхностного монтажа. Прямое падение напряжения на диоде в худшем случае составляет 0.5 В при токе 5 А и температуре 25°С. Это значение должно обеспечить требуемый уровень стабилизации.

Напряжение вспомогательного источника питания лучше всего выбрать равным 12 В. Это позволит использовать две идентичные вторичные обмотки трансформатора. Управляющая ИС потребляет ток не более 2.5 мА, поэтому потребляемая ею мощность равна 12 В х 2.5 мА = 30 мВт. Мощность, требующаяся для управления МОП-ключом, предположительно равна 70 мВт (удвоенная мощность ИС плюс ещё немного). Выходная мощность примерно равна 12 В х 1.0 А = 12 Вт. Значит, суммарная мощность будет равна 12.1 Вт.

Самый высокий ток коммутации будет при наименьшем входном напряжении (переменном 85 В или постоянном 115 В с пульсациями 10 В). Средний ток равен 12.1 Вт / 115 В « 110 мА. Предположим, что отношение пикового тока к среднему составляет 10:1, тогда пиковый входной ток будет 1.1 А. При поиске на сайте фирмы IRF находим МОП-транзистор IRBF20S, имеющий напряжение пробоя 900 В и средний ток 1.7 А. Он должен вполне подойти для ключа. Теперь можно рассчитать мощность схемы управления ключом. На затвор ключа поступает стабилизированное напряжение 10.5 В от управляющей ИС. Ток управления ключом равен произведению заряда затвора и частоты, т. е. 38 нКл х 262 кГц = 10 мА. Мощность управления равна 10 мА х 10.5 В = 105 мВт. Наше предположение оказалось достаточно близким к действительной мощности.

Такие параметры схемы, как коэффициент заполнения, соотношение числа витков, индуктивность первичной обмотки и напряжение на ключе, следует выбирать на основе некоего компромисса. Так, выбор большего коэффициента заполнения потребует большей величины индуктивности первичной обмотки, но зато позволит уменьшить соотношение числа витков и напряжение на ключе. Выберем первичную индуктивность так, чтобы схема переходила из непрерывного режима в прерывистый при коэффициенте заполнения 50% и самом низком входном напряжении. Мы знаем, что преобразователь должен отдавать в нагрузку мощность 12.6 Вт в течение половины периода частоты коммутации. Средний ток в тот период времени, когда ключ замкнут (транзистор находится в открытом состоянии), равен половине пикового тока, вследствие того, что ток ключа имеет треугольную форму (формы токов и напряжений в преобразователе для прерывистого режима его работы изображены на Рис. 5.9).

Средний ток за полный период равен IPEAK x 0.5 х DC. Отсюда рассчитываем, что IPEAK равен 110 / (0.5 х 0.5) = 440 мА.

Для расчёта первичной индуктивности можно использовать уравнение дросселя:

L = V x Δt / ΔI = 110 х (3.82 мкс х 0.5) / 440 мА = 478 мкГн.

Энергия, накопленная в сердечнике, передаётся на выход, когда ключ размыкается. Обратноходовые схемы немного проще в проектировании по сравнению с повышающими схемами за счёт того, что индуктивность вторичной обмотки и выходное напряжение определяют и пиковый ток, и di / dt. Мы знаем, что в прерывистом режиме вся энергия будет передана в выходную цепь до того, как ключ замкнётся. Этим определяется верхний предел dt. Наибольшей возможной индуктивности вторичной обмотки соответствует значение dt, равное (1 — DC). Мы можем при желании сделать индуктивность меньше. Отношение первичной индуктивности к вторичной определяет соотношение числа витков трансформатора. Чем меньше вторичная индуктивность, тем больше это соотношение, что обусловливает повышенные требования к величине предельно допустимого напряжения ключевого транзистора.

Выберем Δt, равное половине периода. Теперь можно выбрать индуктивность вторичной обмотки; для этого мы используем самый высокий выходной ток. Как нам уже известно, источник питания должен выдавать напряжение 12.5 В при токе 1.0 А. Выходной ток имеет треугольную форму, как показано на Рис. 5.9, поэтому средний выходной ток равен

IPEAK х 0.5 x (1 — DC).

Отсюда рассчитываем IPEAK, который равен

1.0 / (0.5 х 0.5) = 4.0 А.

Снова используем уравнение дросселя для расчёта вторичной индуктивности:

L = V x Δt / ΔI = 12.5 х (3.82 мкс х 0.5) / 4.0 А = 5.96 мкГн.

Рассчитаем соотношение числа витков первичной и вторичной обмоток. Уравнение индуктивности записывается как:

L = N2 x AL,

где N — число витков; AL — коэффициент индуктивности. Можно использовать это уравнение, чтобы вывести зависимость соотношения числа витков от соотношения индуктивностей обмоток:

LP / LS = NP2 / NS2, а перестановка дает NP / N= 2√(LP / LS) = 2√(456 / 5.96) = 8.75

Вспомним одно из рассмотренных нами уравнений дросселя: V= N x dФ / dt. Полагая, что dФ / dt одинаково для всех обмоток, мы получим зависимость напряжений при открытом и закрытом ключе:

V / N = dΦ / dt, поэтому VP / NP = VS / NS, или VP / VS = NP / NS

Может показаться, что перед нами уравнение трансформатора. Эти уравнения действительно очень схожи, поскольку обмотки связаны (общим магнитным полем), но следует помнить, что напряжения обмоток определяются их индуктивностями. Уравнения же трансформатора применимы только тогда, когда ток как в первичной, так и во вторичной обмотке течёт в одно и то же время.

Когда ключ замкнут, обратное вторичное напряжение зависит от изменений входного напряжения, поэтому пиковое обратное напряжение на диоде во вторичной цепи в худшем случае будет:

VS = NS x VP / NP = 1 x 390 / 8.75 = 45 В.

Напряжение на закрытом ключе в худшем случае будет равно наибольшему входному напряжению плюс обратное напряжение на первичной обмотке:

390 + (12.5 х 8.75) = 390 + 110 = 500 В

Таким образом, при выбранных нами параметрах вторичной обмотки выходные диоды будут работать с перегрузкой, а нагрузка на ключ будет, наоборот, минимальной. Можно уменьшить время, в течение которого через выходные диоды течёт ток. Для этого следует уменьшить индуктивность вторичной обмотки и увеличить соотношение числа витков обмоток. Попробуем увеличить соотношение числа витков на 33% и посмотрим, не станут ли в результате этого диод и ключ работать лучше. Итак, соотношение числа витков 12:0 даёт величину индуктивности вторичной обмотки 3.17 мкГн. Пиковое обратное напряжение на диоде теперь будет равно 390 / 12 = 32.5 В, а пиковый выходной ток — 7.5 А. Напряжение на ключе в худшем случае составит 540 В. Теперь нужно заново выбрать выходной диод. Поиск на сайте фирмы IRF даёт диод 25CTQ40S, который выпускается в том же корпусе, что и 6CWQ03FN. Сдвоенный диод 25CTQ40S обладает даже лучшими характеристиками по прямому падению напряжения и имеет достаточный запас по максимальному обратному напряжению (его предельное значение указано как 40 В).

Типовые значения напряжения включения (21.6 В) и выключения (9.74 В) микросхемы МАХ5052 дают разброс 11.86 В. Однако наихудший с точки зрения запуска ИС случай возникает, когда ИС включается при наименьшем напряжении, а выключается при наибольшем напряжении. Наименьшее напряжение включения равно 19.68 В; наибольшее напряжение выключения равно 10.43 В. Потребляемый ток относительно постоянен. ИС потребляет ток 2.5 мА, а зарядный ток затвора составляет ещё 10 мА. Установим, что источник питания должен обеспечить заряд конденсатора вспомогательного источника смещения до напряжения 10.43 В в течение 10 мс после старта. Протекание тока 12.5 мА в течение 10 мс означает, что величина заряда составит 125 мкКл. Используем уравнение ёмкости Q = C x V и величину заряда, чтобы получить уравнение для ёмкости конденсатора:

Q2 - Q1 = 125 мкКл - С х V1;

С4 = (Q2 - Q1) / (V2 - V1) = 125 мкКл / (19.68 - 10.43) = 13.5 мкФ.

Округлив полученное значение до ближайшего номинала, получаем 22 мкФ. Эта ёмкость необходима потому, что источник смещения не получит ток от ключа до тех пор, пока основное напряжение не сравняется с напряжением запуска (если обе обмотки имеют равные соотношения V / N). Величина сопротивления запускающего резистора (R4) должна быть такой, чтобы достичь компромисса между скоростью запуска и требованиями, предъявляемыми к максимальной величине рассеиваемой мощности. Ограничим рассеиваемую мощность значением 0.25 Вт, чтобы снизить нагрев и поддержать высокую производительность. Напряжение в наихудшем случае составляет 390 В — 12.0 В = 378 В. Таким образом, требуемое сопротивление R4 = 3782 / 0.25 = 571 кОм. Зарядный ток запуска составляет 378 В / 571 кОм = 660 мкА. Номинальный заряд, при котором достигается необходимый для включения ИС уровень напряжения, вычисляется как 22 мкФ х 20 В = 440 мкКл, поэтому время заряда запускающего конденсатора равно 0.67 секунды при высоком входном напряжении (240 В) и 2.6 секунды — при низком входном напряжении (100 В).

Следующий шаг — выбор выходного конденсатора. Мы уже сталкивались с подобной проблемой при рассмотрении схем без гальванической развязки, где величина ёмкости этого конденсатора менее значима при расчёте уровня выходных пульсаций, нежели величина его ЭПС. Cледует отнести 67% напряжения пульсаций «на ЭПС», а 33% — на полное сопротивление переменному току. Таким образом, на ЭПС мы относим пульсации 67 мВ.

ЭПС = 67 мВ / 7.5 А = 8.9 мОм.

Искомое ёмкостное сопротивление равно:

XC = 33 В / 7.5 А = 4.4 мОм;

С = 1 / (2 х п х 262 кГц х 4.4 мОм) = 140 мкФ

Беглый обзор каталога Digi-Key показывает, что понадобились бы семь полимерных электролитических конденсаторов серии CD фирмы Panasonic номиналом 8.2 мкФ / 16 В, чтобы получить достаточно низкое ЭПС и достаточно малые пульсации. Поиск на сайте фирмы Panasonic даёт керамический конденсатор MLC номиналом 4.7 мкФ / 16 В, способный выдерживать ток 4 А и имеющий ЭПС 9 мОм. Чтобы набрать достаточную ёмкость, нам потребуется параллельно соединить несколько керамических конденсаторов, поэтому их ЭПС будет довольно мало. Десять таких конденсаторов скорее всего окажутся лучшим выбором по сравнению с электролитическим конденсатором. При этом ЭПС составит всего лишь 0.9 мОм, а требуемая ёмкость снижается до 45 мкФ. Для источника смещения будет достаточно алюминиевого электролитического конденсатора, так как суммарный ток составляет всего лишь 13 мА.

Обратите внимание, что источник смещения имеет две ступени фильтрации, разделённых диодом D4. Это позволяет напряжению на выводе обратной связи следовать в процессе запуска за выходным напряжением. Таким образом, напряжение в цепи запуска ИС не влияет на работу внутренней схемы мягкого запуска. Постоянная времени контура из параллельно соединённых резистора и конденсатора обратной связи довольно мала (порядка трёх периодов частоты коммутации). Это позволяет цепи обратной связи точнее отслеживать пропадания напряжения питания.
Для расчёта делителя напряжения обратной связи используется следующая формула:

VOUT = (1 + R1 / R2) x 1.23 В.

Сопротивление токоизмерительного резистора рассчитывается, исходя из пикового тока в худшем случае. Мы определили, что пиковый ток в нормальном режиме работы при питании от переменного напряжения 85 В равен 440 мА. Установим ограничение тока чуть выше этого значения с учётом дополнительного тока в процессе запуска. Выбираем 500 мА, поэтому

RCS = 0.29 В / 0.5 А = 0.58 Ом.

Добавив RC-фильтр (R7, СЗ) между токоизмерительным резистором и выводом измерителя тока, мы частично отфильтруем выбросы напряжения, возникающие при отпирании ключа, и несколько снизим вероятность ложного ограничения тока вследствие этих выбросов. Ёмкость конденсатора СЗ подбирается эмпирическим путём. Возможно, что этот конденсатор вообще не понадобится.

Выходной каскад управления микросхемы может обеспечить ток более 650 мА, поэтому нет необходимости в ограничении тока между затвором ключа и ИС.

Значения компонентов схемы коррекции можно взять из справочных данных на микросхему МАХ5052. Они используются лишь в момент запуска. Реальные номиналы этих компонентов необходимо подбирать с использованием лабораторного оборудования, чтобы гарантировать стабильность контура управления.

Резисторы R5 и R6 служат для установки напряжения на внешнем выводе (UVLO) схемы блокировки при пониженном напряжении. Работа ИС блокируется, пока напряжение на этом выводе не достигнет значения 1.28 В, что соответствует входному напряжению 95 В. Сопротивление резистора R5 очень велико, поэтому ток смещения вывода UVLO влияет на выбор сопротивления резистора R6. Мы можем рассматривать VIN и R5 как постоянный источник тока, поэтому при расчёте резистора R6 из тока резистора R5 необходимо вычесть ток смещения. В справочных данных приводятся формулы для расчёта этих резисторов.

171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183